前言

今天，要滿足便攜式數字信號處理器（DSp）解決方法的電源需求，有多種不同的方法可供選擇。正常情形下，要兩個系統電壓：一個給DSp核使用，另一個則支持DSp的I/O單元和系統的其余部分。這類應用的重要考慮因素之一，是電源供給器必須擁有很高的工作效率以延長電源的供電時間。本文將介紹一些直流電壓轉換器的電路設計方式，并以Mp3網絡音頻播放機為范例，解釋系統的設計方式，并分析電源的工作效能、轉換效率以及成本。

問題提出

今天的DSp組件大都要兩組電源，而且所能容忍的誤差范圍有限，因此不可能將電池的輸出直接送給它們使用，而必須設計適當的直流電壓轉換解決方法。

負載則是另一項設計挑戰。圖1以網絡音頻播放機評估模塊為例，顯示了核心與系統供給電流的瞬時變動。當評估模塊工作時，會有不同的軟件程序順序執行，例如喚配DSp來服務DMA中斷要求、執行譯碼的工作、或是存取媒體中的資料，這些都會反映在核心與系統電流的瞬時變動方面。由于核心與系統都必須使用同樣的電源，因此當電源脈沖同時出現的時候，系統的工作就可能發生問題。因此，工程師必須用很低的成本供應很高的工作效能，特別是關于使用電池的產品，當要求電源供給電源擁有高工作效能時，就表示它必須供應最大的電源轉換效率以及很長的電池使用時間。直流電壓轉換器解決方法

以下降介紹直流電壓轉換器的不同設計方式，它們都可支持DSp核心與系統電路（這些電路都要兩組電源供給）。我們會用TI（德州儀器公司）的網絡音頻播放機評估模塊來實驗這些設計，這套評估模塊采用了一個TMS320VC5410DSp組件，要3.3C的系統電源以及2.5V的DSp核電源。

這里所介紹的直流電壓轉換器都必須同時支持堿性電池、鎳鎘電池或是鎳猛氫電池，因此必須能夠應付0.9～3.0V范圍的輸入電壓；另一方面，因為系統必須使用3.3V的電壓，而這已高于最大的輸入電壓，因此要一套升壓方法。本文將討論三種不同的電路：第一種電路是使用一個升壓轉換器，然后在后面串接另一個LDO穩壓器；第二種方法是利用一個可供應兩組輸出電壓的“馳反式轉換器”（flybackconverter）；最后一種電路則是在升壓轉換器的后面串接一個降壓轉換器。

1.升壓轉換器與一個線性穩壓器串聯

圖2是第一種解決方法，也是最簡單的方法，就是在升壓變壓器的后面串接一個線性穩壓器；我們將升壓轉換器的輸入端直接連到電池，然后再把輸出端（也就是系統電源的輸出端）串接到另一個線性穩壓器，由它來出現較低的核心電壓。

圖2所示，標準的升壓轉換器會包含一個主動開關，它的動作是由一個“脈寬調制”（pWM）的機制來控制。當開關導通時，電池會對電感器充電，若這個主動開關被切斷，那么電流就會通過整流器，然后進入輸出電容，于是這個電容就被充電。

受到了升壓轉換器特性的影響，它的輸入電流會持續，但輸出電流卻不會，因此當您在選擇轉換器的輸入電容與輸出電容時，這個特性是一項重要考慮的因素，后面將詳細討論這一點。為了提高轉換效率，建議您使用一個同步整流器來搭配這個電壓轉換器。這種整流器為了降低導通時的功率損失，會使用一個MOSFET開關晶體管來取代常見的二極管。另一方面，為了要出現核心電壓，我們還會使用另外一個線性穩壓器。在這里的設計中，額定的電壓降為0.8V（從3.3V降為2.5V），因此我們必須選擇一個低壓降的LDO線性穩壓器。

2.雙輸出電壓的馳反式轉換器

圖3是一個供應了兩組輸出電壓的馳反式轉換器，這個馳反式轉換器的輸入端會直接連到電池。

若從電池的角度來撲克，它的輸入端與升壓轉換器的輸入端非常類似，只有整流階段有些不同；此時，電感器會被分成三個線圈，由初級線圈負責充電（與升壓轉換器相同），然后再透過兩個次級線圈來放電。另一方面，它也是透過脈寬調制的方式來供應穩壓功能，但只有一個輸出端可被直接穩壓，第二個輸出端則是透過兩個次級線圈的繞比來間接達到穩壓效果。當電感器放電時，電流總是會流入電壓最低的輸出端。

必須注意的是，在某些極端的工作條件下，未穩壓輸出端可能發生問題，例如未穩壓輸出端承受了最大的負載，而穩壓輸出端卻只有很小的負載、甚至完全沒有負載。為了防止這個問題，若您決定使用脈寬調制的方式來控制穩壓輸出，而這個控制器又負責控制馳反電路的開關晶體管，那么這點也必須列入考慮。此外，在選擇電容時，也須了解在這樣的電路中，輸入電流與輸出電流都是不持續的。

針對多組輸出電壓的馳反式電源供給，目前并沒有轉換器可支持這類電路的同步整流功能，因此不可能設計一個體積很小的高效率電源供給器。在測試電路中，系統與核心的電源電壓只相差0.8V，相較于“同步升壓器+LDO穩壓器”的方法，使用異步的馳反式方法并不能為我們帶來更高的轉換效率。此外，馳反式方法的設計不但要更高的成本，而且還會占用更多的電路板面積，這是因為它必須使用特殊的電感器，而這類電感器的體積與價格都遠超過標準的升壓電感器，因此在本文中，我們并未考慮這種方法。

3.升壓轉換器后面串接一個降壓轉換器

第三個方法是在升壓轉換器的后面串接一個降壓轉換器，它的成本最昂貴，但是轉換效率也最高。在前一個方法中，我們是把一個LDO穩壓器串接在升壓轉換器的后面；此處，我們仍然使用了一個升壓轉換器，但它后面串接的并不是LDO穩壓器，而是一個降壓轉換器。圖4使用了一個標準的降壓轉換器，這個轉換器有一個主動脈寬調制的開關晶體管。當開關晶體管處于導通狀態時，電感器會被充電；當開關晶體管被切斷之后，電路就進入放電階段，電感器的電流也會流過降壓轉換器的整流二極管。在這個方法中，輸入電壓與輸出電壓的比例也是由開關晶體管的負載周期決定。

要含義輸入與輸出電容，必須了解在一個降壓轉換器當，輸入電流是不持續的，而輸出電流則是持續的，這可協助我們將電路設計最佳化。假如我們能設計降壓轉換器的控制方式，讓它要輸入電流的時候，正好就是升壓轉換器供應輸出電流的同時，那么只要透過“上升邊緣/下降邊緣”（trailingedge/leadingedge）的同步控制，就可降低它關于系統電壓存儲電容的要求。換句話說，當升壓轉換器的開關晶體管被切斷后，降壓轉換器的開關晶體管才會導通。除了這種控制方式之外，只要使用同步整流的方式，并且用一MOSFET晶體管來取代二極管，那么降壓器的轉換效率還能進一步新增。

電容器

升壓轉換器的輸入端有一個輸入電容，它重要是在升壓器的輸入端以及電池和電池的相關電路（電池的電極、電線與印制電路板上的導線）之間供應解耦合功能。一般而言，只要使用越大的電容，對電池就越有幫助。但是，要讓這個電容發揮功效，它的等效串聯阻抗（ESR）必須小于電池與導線的總電阻值。若事先了解這些設計參數，就可將它們做最佳化處理。由于升壓轉換器的輸入端電流為持續，因此只須用輸入電容來供應解耦合功能，并且減少輸入電流中的紋波成份即可。只要達成這些目標，就算我們對這個電容采用非常低成本的設計，也不會影響到電源轉換效率。

在升壓/馳反式的設計中，我們必須使用一個輸出電容，這樣當電感在進行充電時，才能供應負載所需的電流；因此，這個電容值與它的等效串聯阻抗值就成為輸出電流漣波ripple的決定性因素。為了計算所允許的最小電容值，必須將一些參數列入考慮，包括最大輸出電流、輸出電壓紋波成份以及負載周期與切換頻率。此外，還可利用這個輸出電容來應付輸出電流的瞬時脈沖，只要這個脈沖的“轉角頻率”（vormerfrequency）高于升壓轉換器的“交越頻率”（crossoverfrequency）。為了達成這個目標，必須選擇一個高效能的電容，例如陶瓷電容或是“等效串聯電阻/等效串聯電感”（ESR/ESL）都是很小的鉭質電容。LDO穩壓器也使用輸出電容，但重要是用來穩定它的控制回路。由于LDO穩壓器的回路增益很高，因此通常不必為了滿足瞬時電流脈沖的需求，去新增額外的輸出電容。在這種情形下，若將電能儲存在LDO穩壓器的輸入端，就可得到更好的效果。此外，由于降壓轉換器的輸入電流也不持續，因此它的輸入電容也具有存儲電能的效果，這會對輸入電流脈沖出現阻尼用途，進而減少電流脈沖關于電路零件的沖擊。

由于降壓轉換器的輸出電流是持續的，因此在最理想的情形下，不必接上額外的電容，但在實際的應用中，為了穩定控制回路，并且應付轉角頻率高于降壓轉換器交越頻率的高速瞬時電流脈沖，我們建議使用一個高效能的輸出電容。另一方面，要應付轉角頻率低于交越頻率的電流脈沖，最好是把電能儲存在降壓轉換器的輸入端，這是因為輸入端的工作電壓較高，因此就算我們使用同樣大小的電容，而且這些電容的額定電壓值也相同，它還是可以儲存多的電能。

最終的設計與測量結果

1.電源供給器的要求

本文使用了一套網絡音頻評估模塊來進行實驗，它要2.5V的核心電壓與120mA的最大電流；另一方面，系統的電源供給則為3.3V，所需最大電流為70mA。

2.找出核心與系統電流的轉角頻率

圖5是一組示波器圖形，針對核心（a）與系統（b）的供應電流，分別顯示面對最高速電流脈沖時的上升邊緣。

利用上升邊緣的上升時間，可計算出電路的轉角頻率（fc=0.35/tr），而核心電流的計算結果則是在230KHz的范圍內。由于直流電壓轉換器的跨越頻率通常是在10KHz左右，因此為了降低這個轉角頻率，必須使用額外的儲存與阻隔電容。如何可使用一個等效串聯阻抗小于3Ω的10μF鉭質電容，它可將轉角頻率降低至1KHz以下，并進入我們所能接受的范圍。利用給定的脈沖數據，計算出轉角頻率為20KHz，因此為了確保電路動作正常，須加入一個10μF左右的電容，讓這個頻率降低至1KHz以下。

3.找出系統電源供給的最大電流脈沖

在圖6的示波器圖形中，顯示了最壞情形下的總系統電流，由于這個電流脈沖峰值已經超過了系統最大工作電流，因此必須加大系統電源供給器（升壓轉換器的輸出）的儲存電容，才能滿足這個電流脈沖的要求。利用這個脈沖的參數資料，可計算出所需的電容值，讓這個脈沖電流最多只會造成0.1V的電壓降。

根據計算的結果可知，最少要225μF的儲能電容，而且它們的等效串聯阻抗必須小于0.1Ω。為滿足這項要求，我們選擇了兩個120μF的鉭質電容，它們的等效串聯阻抗只有0.85Ω，然后在前面所介紹的兩種電路架構中，將這兩個電容并聯至升壓轉換器的輸出端。除了加大電容值之外，還有一種方法也可以應付這種電流脈沖，就是使用輸出電流能力更強的直流電壓轉換器，但通常這種方式的成本較高，但通常這種方式的成本較高，也要更多的電路板面積。

“升壓轉換器+LDO穩壓器”的電路說明

圖7是一個測試電路，它使用一個升壓轉換器和一個串接在后的LDO穩壓器，其中升壓轉換器采用了TI的TpS1016組件，它是一個內建開關晶體管的同步升壓轉換器，可以供應3.3V的固定輸出電壓；此外，這顆轉換器還能支持0.9～3.0V范圍的完整輸入電壓。如同圖中所示，這顆組件只須少數幾個外接零件部可順工作，它必須搭配輸入電容以及輸出電容，這些電容值可按前面的方法來計算。至于LDO穩壓器則是使用了另一個TpS76925組件。為了保持電路的穩定動作，還必須在輸出端加上一個小的鉭質電容。

表1就是這個電路的元器件清單以及每種元器件所占的成本。表1升壓轉換器+LDO穩壓器的電路零件與成本

元器件說明成本（%）輸入電容10μFX5R6.3V10升壓轉換的輸出電容2X120μF594D6.3V34LDO穩壓器的輸入電容1μFX5R6.3V1LDO穩壓器的輸出電容10μF293D10V7升壓轉換器的電感CDR637升壓轉換器TpS61016DGS30LDO穩壓器TpS76925DBV10其它被動零件1總計100

表2升壓轉換器+降壓轉換器的電路元器件與成本

元器件說明成本（%）輸入電容10μFX5R6.3V10升壓轉換器的輸出電容2X120μF594D6.3V34降壓轉換器的輸入電容1μFX5R6.3V1降壓轉換器的輸出電容22μFX5R6.3V17升壓轉換器的電感CDR637降壓轉換器的電感LQH4C3升壓轉換器TpS61016DGS30降壓轉換器TpS62006DGS30其他被動零件1總計100

圖8則是“升壓轉換器+LDO穩壓器”方法在1.2V輸入電壓（單顆NiXX電池）下正常工作時，核心電壓與系統電壓的紋波成份。

圖8可看出，紋波的幅度比原設計值還小。此外，根據圖9的上面一條波形（100mV的紋波），可找出正常工作情形下（播放音樂），網絡音頻評估模塊的功率損耗與輸入電壓之間的關系。例如電壓降低時，電流就會新增，而造成升壓轉換器輸入電路的功率損耗上升。

4.“升壓轉換器+降壓轉換器”的電路說明

圖10也是一組測試電路，它使用一個升壓轉換器和串接在后的壓轉換器。這組升壓電路與“升壓轉換器+LDO穩壓器”解決方法中的電路完全相同，降壓轉換器則使用了TpS62006組件，這是一個內建開關晶體的同步降壓轉換器則使用了TpS62006組件，這是一個內建開關晶體的同步降壓轉換器，可供應2.5V的固定輸出電壓，也是最容易與升壓轉換器同步的組件。

表2就是電路的總成本，它是根據整個電路的零件清單計算而得。

圖11（電壓波形圖）以及圖9（功率消耗，位置較低的波形）則是我們所測量的結果。

結論

比較測量所得的電力損耗值，很清楚發現“升壓轉換器+降壓轉換器”方法最有效率。例如在只用一個電池的情形下，“升壓轉換器+LDO穩壓器”方法可供應4.2小時的工作時間，而“升壓轉換器+降壓轉換器”方法卻能供應5小時的電力，這比前者多出了20%的電池使用時間。但“升壓轉換器+降壓轉換器”方法也有缺點，成本比前者高出33%，并且必須使用更多的電路板面積。毫無疑問的，“升壓轉換器+LDO穩壓器”電路的設計簡單多了，只須執行較少的計算，就可選擇正確的零件，也不必實現任何的同步功能。

就DSp的未來發展而言，核心與I/O（系統）的電壓差距正在新增，于是這兩種方法的功率損耗差距也會隨之新增，這會讓馳反式解決方法更加有吸引力。