損耗太大，開關dvdt過快，EMC過不了……這些都是設計電機驅動時常遇見的問題，而且它們還此消彼長。工程師們一般是根據實際應用情況做著取舍。假如有辦法在輕載時以忽略不計的開通損耗新增來減小開關速度，而在重載時通過不降低開關速度來降低開通損耗，那就可以達到更理想的驅動效果。

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電流源型驅動概念

英飛凌電流源型驅動芯片，一種非常適合電機驅動方法的產品，將同時實現高效率和低EMI成為可能。它是基于英飛凌無核變壓器技術平臺的隔離式驅動芯片，能精準地實時控制開通時的dv/dt。下面我們來仔細看看它到底有什么與眾不同之處。

關于門極壓控器件IGBT而言，集成驅動芯片的使用很常見。傳統的電壓源型驅動芯片是通過調節門極電阻，以電壓不變的方式對功率器件門極電荷進行充電。而電流源型的驅動芯片則是通過內部的恒流源（電流值可調）對門極充電，使得在不同負載條件下開通過程dv/dt和di/dt變得更平穩。圖1是電壓源型驅動的一個典型開通過程，可以分成三個部分來看：

1.驅動對Cge充電，此時Vce為母線電壓

2.米勒平臺時Vge恒定，驅動對Cgc進行充電，Vce下降

3.米勒區結束，驅動同時對Cgc和Cge充電，Vce進一步減小進入飽和區

圖1：典型的電壓型驅動開通過程

在第二階段，門極的米勒平臺電壓大小和負載電流是相關的，這是由器件的轉移特性決定的。電流越大米勒電壓也高，充電電流就小，dVce/dt自然慢了，和大電流本身一起導致了開通損耗新增。反過來，小電流時米勒電壓低，充電電流大，dVce/dt快，容易出現EMI問題。從電機驅動系統的角度來看，選擇合適的電阻來限制過快的dv/dt是最簡單有效的方法，即使會新增重載時的損耗。

而電流源型驅動能做的正是在第二階段，基于門極電流恒流不受負載電流控制，來實現相對穩定的dVce/dt。而且因為此恒流值可在開關中調整，這讓進一步優化開通損耗成為可能。電流源型驅動芯片的驅動門極電壓電流如圖2所示，綠色是門極電壓，藍色是門極電流。135ns是固定的預充電階段，充值電流要根據后級不同的功率器件進行計算設置，準則是盡可能減小開通延時，但此階段IGBT不能開始開通。在不到25ns的系統延時后，門極進入恒流輸出模式，直到完成米勒階段，恒流的大小一般根據要的dv/dt進行設置，有11個百分比檔位選擇。如圖3和表1所示。

圖2：電流源型驅動芯片的驅動門極電壓電流

圖3：11級門極開通電流

表1：11級門極開通電流百分比

比較結果

最后來一起看一下測試結果，我們以FF1200R12IE5模塊作為測試對象，選配英飛凌的電流型驅動芯片1EDS20I12SV，同樣的IGBT模塊也用了普通電壓源型的驅動作為比較，圖4是兩者pCB的外觀。圖5是電流源型驅動芯片在不同輸出電流下，使用各級控制所展現出的dv/dt。可以看出即使用同一個等級不作切換，dv/dt的表現依然比較平穩。而不像用單一的門極電阻驅動時，dv/dt變化很大，如圖6所示。

圖4：電流源型驅動板（左圖）

電壓源型驅動板（右圖）

圖5：電流源型驅動dv/dt表現

圖6：電壓源型驅動dv/dt表現

而且電流源型的驅動在負載電流變大的情況下，開通損耗的上升速度也較慢，如圖7、8是兩種驅動器開通損耗隨電流的變化趨勢。可以看出，在小電流時兩者的損耗差不多，都很小。而當電流變大后，電壓源型的驅動開通損耗的新增速度遠超電流源型驅動。比如在1200A時，用第5級門極電流和用2.2ohm的門極電阻，前者開通損耗至約為后者的41%。

圖7：電流源型驅動開通損耗

圖8：電壓源型驅動開通損耗

結論

電流源型驅動抗外界dv/dt能力更強，在系統雜散參數大的情況下更不容易受干擾。由于是恒流控制，在各種負載電流下，dv/dt表現得更平穩。而且在兼顧EMC的同時開通損耗得到了非常好的優化。這款芯片的恒流控制在不同溫度下都很穩定，這樣又防止了傳統IGBT在高溫時損耗新增得過快而影響效率。責任編輯:pj