鉅大鋰電 | 點擊量：0次 | 2020年05月19日
技術解析：有效地降低開關電源開關損耗的原理
基于電感的開關電源(SM-pS)包含一個功率開關，用于控制輸入電源流經電感的電流。大多數開關電源設計選擇MOSFET作開關(圖1a中Q1)，其重要優點是MOSFET在導通狀態具有相對較低的功耗。
隨著蜂窩電話、pDA及其他電子設備的體積要求越來越小，對電子器件，包括電感、電容、MOSFET等的尺寸要求也更加苛刻。減小SMpS體積的通用方法是提高它的開關頻率，開關頻率高容許使用更小的電感、電容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMpS的開關頻率會降低轉換效率，即使MOSFET的導通電阻非常小。工作在高開關頻率時，MOSFET的動態特性，如柵極充放電和開關時間變得更重要。可以看到在較高的開關頻率時，高導通電阻的MOSFET反而可以提高SMpS的效率。為了理解這個現象就不能只看MOSFET的導通電阻。下面討論了N溝道增強型MOSFET的情況，其它類型的MOSFET具有相同結果。
當溝道完全打開，溝道電阻(RDS(ON))降到最低;假如降低柵極電壓，溝道電阻則升高，直到幾乎沒有電流通過漏極、源極，這時MOSFET處于斷開狀態。可以預見，溝道的體積愈大，導通電阻愈小。同時，較大的溝道也要較大的控制柵極。由于柵極類似于電容，較大的柵極其電容也較大，這就要更多的電荷來開關MOSFET。同時，較大的溝道也要更多的時間使MOSFET打開或關閉。工作在高開關頻率時，這些特性對轉換效率的下降有重要影響。在低開關頻率或低功率下，對SMpSMOSFET的功率損耗起決定用途的是RDS(ON)，其它非理想參數的影響通常很小，可忽略不計。而在高開關頻率下，這些動態特性將受到更多關注，因為這種情況下它們是影響開關損耗的重要原因。
圖2.所示簡單模型顯示了N溝道增強型MOSFET的基本組成，流經漏極與源極之間溝道的電流受柵極電壓控制
MOSFET的導通和關斷要一定的過渡時間，以對溝道充電，出現電流或對溝道放電，關斷電流。MOSFET參數表中，這些參數稱為導通上升時間和關斷下降時間。對指定系列中，低導通電阻MOSFET對應的開啟、關斷時間相對要長。當MOSFET開啟、關閉時，溝道同時加有漏極到源極的電壓和導通電流，其乘積等于功率損耗。三個基本功率是：
p=I*E
p=I2*R
p=E2/R
對上述公式積分得到功耗，可以對不同的開關頻率下的功率損耗進行評估。
MOSFET的開啟和關閉的時間是常數，當占空比不變而開關頻率升高時(圖5)，狀態轉換的時間相應新增，導致總功耗新增。例如，考慮一個SMpS工作在50%占空比500kHz，假如開啟時間和關閉時間各為0.1祍，那么導通時間和斷開時間各為0.4祍。假如開關頻率提高到1MHz，開啟時間和關閉時間仍為0.1祍，導通時間和斷開時間則為0.15祍。這樣，用于狀態轉換的時間比實際導通、斷開的時間還要長。
可以用一階近似更好地估計MOSFET的功耗，MOSFET柵極的充放電功耗的一階近似公式是：
EGATE=QGATE×VGS,
QGATE是柵極電荷，VGS是柵源電壓。
在升壓變換器中，從開啟到關閉、從關閉到開啟過程中出現的功耗可以近似為：
ET=(abs[VOUT-VIN]×ISW×t)/2
其中ISW是通過MOSFET的平均電流(典型值為0.5IpK)，t是MOSFET參數表給出的開啟、關閉時間。
MOSFET完全導通時的功耗(傳導損耗)可近似為：
ECON=(ISW)2×RON×tON,
其中RON是參數表中給出的導通電阻，tON是完全導通時間(tON=1/2f，假設最壞情況50%占空比)。考慮一個典型的A廠商的MOSFET：
RDSON=69mW
QGATE=3.25nC
tRising=9ns
tFalling=12ns
一個升壓變換器參數如下：
VIN=5V
VOUT=12V
ISW=0.5A
VGS=4.5V
100kHz開關頻率下每周期的功率損耗如下：
EGATE=3.25nC×4.5V=14.6nJ
ET(rising)=((12V-5V)×0.5A×9ns)/2=17.75nJ
ET(falling)=((12V-5V)×0.5A×12ns)/2=21nJ
ECON=(0.5)2×69mW×1/(2×100kHz)=86.25nJ.
從結果可以看到，100kHz時導通電阻的損耗占重要部分，但在1MHz時結果完全不同。柵極和開啟關閉的轉換損耗保持不變，每周期的傳導損耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ，從每周期的重要功耗轉為最小項。每周期損耗在62nJ，頻率升高10倍，總MOSFET功率損耗新增了4.4倍。
另外一款MOSFET：
RDSON=300mW
QGATE=0.76nC
TRising=7ns
TFalling=2.5ns.
SMpS的工作參數如下：
EGATE=0.76nC×4.5V=3.4nJ
ET(rising)=((12V-5V)×0.5A×7ns)/2=12.25nJ
ET(falling)=((12V-5V)×0.5A×2.5ns)/2=4.3nJ
ECON=(0.5)2×300mW×1/(2×1MHz)=37.5nJ.
導通電阻的損耗仍然占重要地位，但是每周的總功耗僅57.45nJ。這就是說，高RDSON(超過4倍)的MOSFET使總功耗減少了7%以上。如上所述，可以通過選擇導通電阻及其它MOSFET參數來提高SMpS的效率。
到目前為止，對低導通電阻MOSFET的需求并沒有改變。大功率的SMpS傾向于使用低開關頻率，所以MOSFET的低導通電阻對提高效率非常關鍵。但對便攜設備，要使用小體積的SMpS，此時的SMpS工作在較高的開關頻率，可以用更小的電感和電容。延長電池壽命必須提高SMpS效率，在高開關頻率下，低導通電阻MOSFET未必是最佳選擇，要在導通電阻、柵極電荷、柵極上升/下降時間等參數上進行折中考慮。
