一、引言

pWM開關穩壓或穩流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內部參數變化、外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環反饋，調節主電路開關器件的導通脈沖寬度，使得開關電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩定。pWM的開關頻率一般為恒定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關器件峰值電流。由這些信號可以構成單環、雙環或多環反饋系統，實現穩壓、穩流及恒定功率的目的，同時可以實現一些附帶的過流保護、抗偏磁、均流等功能。關于定頻調寬的pWM閉環反饋控制系統，重要有五種pWM反饋控制模式。下面以VDMOS開關器件構成的穩壓正激型降壓斬波器為例說明五種pWM反饋控制模式的發展過程、基本工作原理、詳細電路原理示意圖、波形、特點及應用要點，以利于選擇應用及仿真建模研究。

二、開關電源pWM的五種反饋控制模式

1.電壓模式控制pWM（VOLTAGE-MODECONTROLpWM）：

如圖1所示為BUCK降壓斬波器的電壓模式控制pWM反饋系統原理圖。電壓模式控制pWM是六十年代后期開關穩壓電源剛剛開始發展起就采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護電路相結合，至今仍然在工業界很好地被廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜波相比較，通過脈沖寬度調制原理，得到當時的脈沖寬度，見圖1A中波形所示。逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。重要缺點是暫態響應慢。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為有較大的輸出電容C及電感L相移延時用途，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至pWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后用途是暫態響應慢的重要原因。

圖1A電壓誤差運算放大器（E/A）的用途有三：①將輸出電壓與給定電壓的差值進行放大及反饋，保證穩態時的穩壓精度。該運放的直流放大增益理論上為無窮大，實際上為運放的開環放大增益。②將開關電源主電路輸出端的附帶有較寬頻帶開關噪聲成分的直流電壓信號轉變為具有一定幅值的比較“干凈”的直流反饋控制信號（VE）。即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。因為開關噪聲的頻率較高，幅值較大，高頻開關噪聲衰減不夠的話，穩態反饋不穩；高頻開關噪聲衰減過大的話，動態響應較慢。雖然互相矛盾，但是對電壓誤差運算放大器的基本設計原則仍是“低頻增益要高，高頻增益要低”。③對整個閉環系統進行校正，使得閉環系統穩定工作。

電壓模式控制的優點：①pWM三角波幅值較大，脈沖寬度調節時具有較好的抗噪聲裕量。②占空比調節不受限制。③關于多路輸出電源，它們之間的交互調節效應較好。④單一反饋電壓閉環設計、調試比較容易。⑤對輸出負載的變化有較好的響應調節。缺點：①對輸入電壓的變化動態響應較慢。②補償網絡設計本來就較為復雜，閉環增益隨輸入電壓而變化使其更為復雜。③輸出LC濾波器給控制環新增了雙極點，在補償設計誤差放大器時，要將主極點低頻衰減，或者新增一個零點進行補償。④在傳感及控制磁芯飽和故障狀態方面較為麻煩復雜。

改善加快電壓模式控制瞬態響應速度的方法有二：一是新增電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益。但是這樣比較容易受高頻開關噪聲干擾影響，要在主電路及反饋控制電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理。另一方法是采用電壓前饋模式控制pWM技術，如圖1B所示。用輸入電壓對電阻電容（RFF、CFF）充電出現的具有可變化上斜波的三角波取代傳統電壓模式控制pWM中振蕩器出現的固定三角波。因為此時輸入電壓的變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來，因此該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態響應速度明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環控制，目的為了新增對輸入電壓變化的動態響應速度。對輸出電壓的控制是閉環控制。因而，這是一個有開環和閉環構成的雙環控制系統。

2.峰值電流模式控制pWM（pEAKCURRENT-MODECONTROLpWM）：

峰值電流模式控制簡稱電流模式控制，它的概念在六十年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在七十年代后期才從學術上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批電流模式控制pWM集成電路的出現使得電流模式控制迅速推廣應用。重要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面對著改善性能后的電壓模式控制的挑戰。因為這種改善性能的電壓模式控制加有輸入電壓前饋功能，并有完善的多重電流保護等功能，在控制功能上已具備大部分電流模式控制的優點，而在實現上難度不大，技術較為成熟。

如圖2所示，由輸出電壓VOUT與基準信號VREF的差值經過運放（E/A）放大得到的誤差電壓信號VE送至pWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路出現的固定三角波狀電壓斜波比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號VΣ比較，然后得到pWM脈沖關斷時刻。因此（峰值）電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制pWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控制pWM脈沖寬度。電流模式控制是一種固按時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數學上可以證明，將電感電流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜波上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動用途，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成波形信號VΣ要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加補償斜坡信號的斜率新增到一定程度，峰值電流模式控制就會轉化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號，見圖2所示。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變為電壓模式控制。

當處于空載狀態，輸出電流為零并且斜坡補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變為電壓模式控制了。峰值電流模式控制pWM是雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。電流內環是瞬時快速的，是按照逐個脈沖工作的。

功率級是由電流內環控制的電流源，而電壓外環控制此功率級電流源。在該雙環控制中，電流內環只負責輸出電感的動態變化，因而電壓外環僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制pWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。峰值電流模式控制pWM的優點是①暫態閉環響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態響應均快。②控制環易于設計③輸入電壓的調整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相妣美④簡單自動的磁通平衡功能⑤瞬時峰值電流限流功能，內在固有的逐個脈沖限流功能。⑥自動均流并聯功能。缺點是①占空比大于50%的開環不穩定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。②閉環響應不如平均電流模式控制理想。③容易發生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發生高頻次諧波振蕩的可能性。因而要斜坡補償。④對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于持續儲能電流狀態，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關器件的電流信號的上斜波通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關器件改變關斷時刻，使系統進入次諧波振蕩。⑤電路拓撲受限制。⑥對多路輸出電源的交互調節性能不好。峰值電流模式控制pWM最重要的應用障礙是容易振蕩及抗噪聲性差。振蕩可以來源于：器件開啟時的反向恢復引起的電流尖刺，噪聲干擾，斜波補償瞬態幅值不足等。峰值電流模式控制的開關電源容易在開機啟動及電壓或負載突然較大變化時發生振蕩。

3.平均電流模式控制pWM（AVERAGECURRENT-MODECONTROLpWM）：

平均電流模式控制概念出現于七十年代后期。平均電流模式控制pWM集成電路出現在九十年代初期，成熟應用于九十年代后期。平均電流模式控制的發展動力有三：一是峰值電流模式控制pWM在應用推廣時碰到許多嚴重問題；二是INTEL公司的高速CpU集成電路要具有高DI/DT動態響應供電能力的低電壓大電流開關電源；三是在八十年代后期平均電流模式控制理論研究上的進展。圖3.A所示為平均電流模式控制pWM的原理圖。輸出電壓信號VOUT與基準給定電壓VREF的差值經過電壓誤差放大器E/A放大后得到誤差電壓VE，它接至電流誤差信號放大器CA的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號VCp（VCURRENT-pROGRAM）。

而帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號VI接至電流誤差信號放大器CA的反相端，代表跟蹤電流編程信號VCp的實際電感平均電流。VI與VCp的差值經過電流放大器CA的放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號VCA。再由VCA及三角鋸齒波信號VT或VS通過比較器比較得到pWM關斷時刻。VCA的波形與電流波形VI反相，所以，是由VCA的下斜波（對應于開關器件導通時期）與三角波VT或VS的上斜波比較出現關斷信號。顯然，這就意味著無形中新增了一定的斜坡補償。為了防止次諧波振蕩，VCA的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號VT或VS的上斜坡。平均電流模式控制的優點是①平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號。②不要斜坡補償。③調試好的電路抗噪聲性能優越。④適合于任何電路拓撲對輸入或輸出電流的控制。⑤易于實現均流。缺點是①電流放大器在開關頻率處的增益有最大限制②雙閉環放大器帶寬、增益等配合參數設計調試復雜。

圖3.B為新增輸入電壓前饋功能的平均電流模式控制，非常適合輸入電壓變化幅度大、變化速度快的我國電網情況。澳大利亞R-T公司的48V/100A半橋電路通信開關電源模塊實際上采用圖3.B的控制方式。

4.滯環電流模式控制pWM（HYSTERETICCURRENT-MODECONTROLpWM）：

滯環電流模式控制pWM為變頻調制，也可以為定頻調制。如圖4所示，為變頻調制的滯環電流模式控制pWM。將電感電流信號與兩個電壓值比較，第一個較高的控制電壓值VC由輸出電壓與基準電壓的差值放大得到，它控制開關器件的關斷時刻；第二個較低電壓值VCH由控制電壓VC減去一個固定電壓值VH得到，VH叫做滯環帶，VCH控制開關器件的開啟時刻。滯環電流模式控制是由輸出電壓值VOUT、控制電壓值VC及VCH三個電壓值確定一個穩定狀態，比電流模式控制多一個控制電壓值VCH，去除了發生次諧波振蕩的可能性，見圖4右下示意圖。因為VCH1=VCH2，圖4右下示意圖中的情況不會出現。其優點：①不要斜波補償。②穩定性好，不容易因噪聲發生不穩定振蕩。缺點：①要對電感電流全周期的檢測和控制。②變頻控制容易出現變頻噪聲。

5.相加模式控制pWM（SUMMING-MODECONTROLpWM）：

圖5所示為相加模式控制pWM的原理圖。與圖1.A所示的電壓模式控制有些相似，但有兩點不同：一是放大器（E/A）是比例放大器，沒有電抗性補償元件。控制電路中電容C1較小起濾除高頻開關雜波用途。主電路中的較小的LF、CF濾波電路（如圖中虛線所示，也可以不用）也起減小輸出高頻雜波用途。若輸出高頻雜波小的話，均可以不加。因此，電壓誤差放大沒有延時環節，電流放大也沒有大延時環節。二是經過濾波后的電感電流信號VI也與電壓誤差信號VE相加在一起構成一個總和信號VΣ與三角鋸齒波比較，得到pWM控制脈沖寬度。相加模式控制pWM是單環控制，但它有輸出電壓、輸出電流兩個輸入參數。假如輸出電壓或輸出電流變化，那么占空比將按照補償它們變化的方向而變化。其優點是：動態響應快（比普通電壓模式控制快3~5倍），動態過沖電壓小，輸出濾波電容要較少。相加模式控制中的VI注入信號容易用于電源并聯時的均流控制。缺點是：要精心處理電流、電壓取樣時的高頻噪聲抑制

三．結論

不同的pWM反饋控制模式具有各自不同的優缺點，在設計開關電源選用時要根據具體情況選擇合適的pWM的控制模式。

各種控制模式pWM反饋方法的選擇一定要結合考慮具體的開關電源的輸入輸出電壓要求、主電路拓撲及器件選擇、輸出電壓的高頻噪聲大小、占空比變化范圍等。pWM控制模式是發展變化的，是互相聯系的，在一定的條件下是可以互相轉化的。